基于特征模理論的系統(tǒng)天線設計方法

2017-05-03  by:CAE仿真在線  來源:互聯(lián)網(wǎng)

一、概述

不斷提高通信系統(tǒng)的通信容量和質(zhì)量,是無線通信的永恒主題。隨著無線通信技術的迅速發(fā)展,人們對天線的設計提出了越來越多的要求。采用超寬帶(UWB)技術和多輸入多輸出(MIMO)技術在提高數(shù)據(jù)傳輸率方面具有極大的潛力,MIMO技術能夠提高通信系統(tǒng)的信噪比,提高信道容量及抑制信道衰落,對于移動設備來說,需要多單元集成在一起,以減小整個天線的尺寸,就要求MIMO多天線單元之間的互耦較低,以此來實現(xiàn)各路信號之間的低相關性。采用基于矩量法的特征模技術是一種最佳的選擇。

特征模分析方法是近年來興起的一種分析方法,它是應用較為廣泛的矩量法結合解析本征模理論求解電磁問題的一類新方法。它為天線設計者提供了一種最佳的天線設計手段,有助于天線設計師了解天線的工作機理。利用分析得到的不同模式信息,掌握其諧振特性以及不同模式的輻射特性等,借助于不同模式特征電流的分布來選擇最佳的饋電位置以激發(fā)出需要的模式,也有助于指導設計師對天線進行開槽來微調(diào)其諧振位置[1]。本文采用FEKO V14版本[2]的特征模分析工具仿真了幾種常用天線形式的特征模參數(shù)。模式方法為任意復雜形狀的電磁問題定義了一系列與解析法類似的本征模式,這些模式可描述電磁問題的本征特性,且模式之間具有正交特性,本征值的大小直接決定了該模式對電磁問題參量的貢獻大小。它使得矩量法有了更為清晰的物理景象,天線設計者可以利用模式分析提供的信息,更深入地理解天線的工作原理,設計出性能最優(yōu)的天線,甚至設計新的天線形式[3]。

二、原理

特征模理論最初由Garbacz在1968年他的博士論文[4]中提出,1971年由Harrington和Mautz通過對角化導體的廣義阻抗矩陣,得到了與Garbacz定義的相同模式[5]-[6],在[5]中描述的被稱為特征模式理論的公式相對于由Garbacz在[4]提出的更易于推導,并對任意形狀的結構體進行了驗證是非常有效的。后來Harrington等人對特征模理論進行了擴展,可以處理電解質(zhì)、磁介質(zhì)以及電/磁性混合體等[7]。特征模理論自提出以來,在計算電磁學和天線設計等領域受到廣泛關注。

特征模理論為任意形狀的導體定義了一系列相互正交的特征模式,而這些相互正交的特征模式是導體的固有屬性,本身具有收斂性和完備性,可以精確的表示電磁問題的解。特征模理論物理概念清晰,可以明確給出電磁結構體的工作機理,同時特征模式僅與電磁結構體的形狀,尺寸和工作頻率有關,與源點無關,因此便于指導工程設計。

特征模理論是建立在矩量法(MoM)基礎之上的,其本征方程為:

(2.1)

把導體上的電流用特征電流作為基函數(shù)展開為:

(2.2)

另外,經(jīng)推導得到:

(2.3)

(2.4)

在式2.3中展開系數(shù)αn代表特征電流在總電流中的重要性,稱為模式加權系數(shù)Modal Weighting Coefficient (MWC)。為特征電流,λn為特征值,Ei為入射場。在式2.4中,Vn為模式激勵系數(shù)Modal Excitation coefficient (MEC),當添加激勵信號時,確定哪種模式容易被激發(fā)。

由于R,X均為Hermitian算子,同時也是實對稱算子,算子R為正定算子,因此根據(jù)廣義特征值及R,X 的性質(zhì),求出的特征值λn和特征電流Jn均為實數(shù)(即同相位)?？梢宰C明,特征電流滿足如下的正交性[30]:

〈Jm , RJn〉=δmn (2.5-1)
〈Jm , XJn〉=λnδmn (2.5-2)
〈Jm , ZJn〉=(1+jλn)δmn (2.5-3)

這里,特征電流進行了歸一化,即〈Jn , RJn〉=1。表示輻射功率為1。由于Pmn=〈Jm , ZJn〉,因此在輻射功率為1的情況下,儲能只與λn有關,λn的正負號確定儲能的類型:當λn越接近0,表示該模式在此頻率下越接近諧振;λn>0表示該模式在此頻率下儲存磁能;λn<0表示該模式在此頻率下儲存電能。

由于λn的值變化范圍很大,不便于觀察,工程上也采用Modal Significance (MS)和特征角Characteristic Angle(CA)表示天線各個模式的諧振情況:

(2.6-1)

CA=180° -tan-1 λn (2.6-2)

由式(2.6-1)可知,MS的取值范圍為(0,1 ],當MS越接近1,表示該模式越接近諧振狀態(tài);反之,表明該模式遠離諧振,難以被激勵而有效輻射。由(2.6-2),當CA=180度時,表示該模式為諧振狀態(tài)。

用MS參數(shù)可以定義模式的輻射帶寬BWn,即在頻帶范圍內(nèi),輻射能量大于等于諧振點的輻射能量一半的頻率范圍。

(2.7-1)

(2.7-2)

上式fU 和fL 即為MS值為0.707時的兩個頻點,fres為當前模式的諧振頻點,由(2.7-2)式就可以算出其帶寬,同樣,各個模式的工作帶寬也可以在特征角(CA)隨頻率變化的曲線中讀出,不難得到當各個模式的MS值=0.707時,對應的λn=1和λn=-1,CA=135度和CA=225度。

三、應用

通過特征模分析,可以直接得到天線各個模式的特征值(λn)、特征電流(Jn)、特征角(CA)、模式電流系數(shù)MS等,在添加端口激勵后,可以得到模式激勵系數(shù)(MEC)、模式加權系數(shù)(MWC)、不同模式激勵功率、不同模式反射系數(shù)與天線效率等。

本節(jié)將列舉幾種常用的線天線和MIMO天線PCB板等,采用FEKO v14版本軟件對天線的特征模進行分析。

對于寬頻帶的特征模分析,進行模式跟蹤(Mode tracking)[8][9]具有挑戰(zhàn),因為隨著頻率的變化,諧振模式會發(fā)生改變,初始的模式編號以起始頻點的模式為準,按照能量有高到低進行編號,有些模式會隨著頻率的改變逐步消失(能量占用比率越來越小),有些新的模式會逐步出現(xiàn)。下邊的例子中均應用到模式跟蹤技術。還有一種模式跟蹤處理技術是確定起始頻率的幾個模式,在整個寬頻范圍內(nèi)只是跟蹤這幾個確定的模式,這種方式可能會丟失一些新的模式。

典型的特征模分析流程[10]主要包括三步:基于幾何外形的模式分析選擇希望的工作模式,選擇饋電位置添加激勵驗證是否得到希望的模式,驗證天線的參數(shù)是否滿足設計的要求。

A、偶極子線天線特征模分析

例1中采用的偶極子天線振子總長度為1.5米,掃頻范圍為50MHz ~ 400MHz,采樣201個頻點。

圖1、偶極子天線幾何模型

圖2-1、前三種模式特征值(λn)隨頻率的變化曲線

圖2-2、前三種模式特征角(CA)隨頻率的變化曲線

圖2-3、前三種模式MS隨頻率的變化曲線以及帶寬

圖3、反射系數(shù)隨頻率的變化曲線(藍色曲線天線端口的總反射系數(shù)vs. 綠色曲線模式1反射系數(shù)vs. 紅色曲線模式3反射系數(shù))

圖4-1、模式加權系數(shù)隨頻率的變化曲線(藍色曲線為模式1 vs. 綠色曲線為模式2)

圖4-2、端口添加激勵后的有源功率(紫色曲線天線總有源功率vs. 藍色曲線為模式1有源功率vs.綠色曲線為模式3有源功率)

圖4-3、端口添加激勵后的有源功率(藍色曲線為模式1有源功率vs.綠色曲線為模式3有源功率),均采用公式計算得到,與圖4-2所示的結果吻合

圖5-1、前六種模式的振子電流分布

圖5-2、前六種模式的3D方向圖

B、矩形環(huán)天線特征模分析

例2中采用的矩形環(huán)形天線邊長為0.229米,掃頻范圍為100MHz ~ 1400MHz,采樣131個頻點。

圖6、前八種模式特征角(CA)隨頻率的變化曲線

圖7、100MHz時前六種模式的電流分布

圖8、前八種模式MS隨頻率的變化曲線

圖9、在方形環(huán)天線棱邊起始點饋電時其端口VSWR與不同模式VSWR隨頻率的對比曲線

圖10、在方形環(huán)天線棱邊中點位置饋電時其端口VSWR與不同模式VSWR隨頻率變化的對比曲線

C、MiMO天線特征模分析

MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術指在發(fā)射端和接收端分別使用多個發(fā)射天線和接收天線,使信號通過發(fā)射端與接收端的多個天線傳送和接收,從而改善通信質(zhì)量。它能充分利用空間資源,通過多個天線實現(xiàn)多發(fā)多收,在不增加頻譜資源和天線發(fā)射功率的情況下,可以成倍的提高系統(tǒng)信道容量,顯示出明顯的優(yōu)勢、被視為下一代移動通信的核心技術,當前研究的熱點,CMA技術非常適合于MiMO天線的設計應用。

例3中采用的PCB尺寸[11]為130mm X 70mm,如圖11左圖所示。該例子[12]關注與饋電位置的改變的確定以及天線之間的隔離度。圖11的右圖圖片可以看出該PCB板可以工作在兩個頻段,考慮到在低頻段可選擇的模式少,優(yōu)化隔離度比較困難,工作頻率采用700~960MHz。

圖11、所采用的PCB幾何模型(左圖)與S11曲線(右圖)

圖12、前三種模式MS曲線與特征電流云圖

由圖12可以看出:Mode #1 和#2 電流分布沿著PCB寬邊和窄邊;mode #3 電流沿著PCB四周環(huán)形,Mode 1 和2 非常適合MIMO的分集策略,Mode #3 MS值很低,因此在此頻段很難激勵。

圖13、在中間(左圖)與側邊(右圖)兩種饋電方式下的電流分布

由圖13可以看出:饋電點位于中心位置時,天線上電流從兩側邊緣流向中間,并通過PCB流向反方向;饋電點位于邊緣位置時,天線上電流只有一個方向,并且耦合到PCB的電流同向流動。理解天線的模式電流及PCB的饋電位置的電流流向,將幫助我們激勵出希望的模式。

圖14、短邊饋電不同位置的電流分布與模式加權系數(shù)MWC

從圖14可以看出:天線支節(jié)位于短邊時,非常容易激勵出mode #1,饋電點位置最好位于中間,在此頻段只有mode #1 和mode #5, 且mode #1 較mode #5大7 dB,期望!

圖15、寬邊饋電不同位置時電流分布與模式加權系數(shù)MWC

從圖15可以看出:天線支節(jié)位于寬邊時,非常容易激勵出mode #2,饋電點位置最好位于中間,在此頻段只有mode #2和mode #5, 且mode #2較mode #5大7 dB,期望!,其他饋電方式,會激勵出更多模式,造成隔離度變差。

圖16、不同激勵組合激發(fā)出不同的模式

從圖16可以看出:當天線1工作,存在模式1和模式5,天線2工作時,存在模式2和模式5,但由于模式5的MS值很小,所以有很好的隔離度。

圖17、不同饋電方式下MIMO性能比較

(CMA設計結果vs. 三種掃參優(yōu)化得到的結果)

從圖17可以看出:天線1,沒有覆蓋整個頻段,但是天線2在整個頻段匹配好,并且兩個天線之間最好隔離度;具有最好的ECC 性能(<0.1) 和>0.5 dB 的MEG;天線1和天線2分別激勵了不同的模式。

圖18、CMA分析得到兩種激勵組合方式下的3D方向圖

四、總結

本文簡要介紹了特征模理論基礎,并采用商業(yè)軟件FEKO v14.0版本的CMA分析模塊對幾種簡單的天線形式進行特征模分析,得到了豐富的模式特征參數(shù),并展開分析,便于讓大家清楚地了解CMA技術的應用。CMA方法廣泛應用于天線設計,也同樣應用于天線布局[13][14]、電磁兼容以及目標隱身等領域。

作者:焦金龍,澳汰爾工程軟件(上海)有限公司

參考文獻

[1] Martin Vogel, Gopinath Gampala, Dani?l Ludick, Ulrich Jakobus, and C. J. Reddy,“Characteristic Mode Analysis: Putting Physics back into Simulation,”IEEE 310 Antennas and Propagation Magazine, Vol. 57, No. 2, April 2015
[2] Altair Engineering Inc., “FEKO Suite 14.0,” Troy, MI, www.altairhyperworks.com/product/FEKO.
[3] 何其洪張廷恒, “應用FEKO特征模分析功能設計一種共形天線,” ATC 2015 Altair 用戶大會.
[4] R. J. Garbacz, “A Generalized Expansion for Radiated and Scattered Fields,” Ph.D. dissertation, Ohio State University, Columbus, 1968.
[5] R. F. Harrington and J. R. Mautz, “Theory of Characteristic Modes forConducting Bodies,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-19, no. 5, pp. 622-628, Sept. 1971.
[6] R. F. Harrington and J. R. Mautz, “Computation of Characteristic Modes forConducting Bodies,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-19, no. 5, pp. 629-639, Sept. 1971.
[7] R. F. Harrington, J. R. Mautz, and Y. Chang, “Characteristic Modes for Dielectricand Magnetic Bodies,” IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. AP-20, pp. 194-198,March 1972.
[8] Bryan D. Raines and Roberto G. Rojas,” Wideband Characteristic Mode Tracking,”IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, VOL. 60, NO. 7, JULY 2012.
[9] Eugen Safin and Dirk Manteuffel,“Advanced Eigenvalue Tracking of Characteristic Modes,”IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, VOL. 64, NO. 7, JULY 2016
[10] Peter Futter, “Changing Design with Characteristic Mode Analysis,” MICROWAVE JOURNAL OCTOBER 2016
[11] Characteristic Modes and Antenna Bandwidth; Rahola, et al. APSURSI 2014
[12] P. Futter et al., “Simulation Approach for MIMO Antenna Diversity Strategies,”EDICON China 2015.
[13] Martin Vogel, Gopinath Gampala, Dani?l Ludick, Ulrich Jakobus, and C. J. Reddy,“Characteristic Mode Analysis: Putting Physics back into Simulation,”IEEE 310 Antennas and Propagation Magazine, Vol. 57, No. 2, April 2015
[14] Ting-Yen Shih and Nader Behdad “BANDWIDTH ENHANCEMENT OF XPEDITIONARYFIGHTING-VEHICLE-MOUNTED ANTENNAS USING THE CHARACTERISTIC MODE THEORY,”Department of Electrical and Computer Engineering University of Wisconsin-Madison, Madison

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